Conception PCB pour la CEM: retours, découplage, empilage

Hugues Orgitello mis à jour le 7 oct. 2026 33 min de lecture

L'essentiel de ce qui décide du résultat CEM d'une carte est figé avant le premier prototype : par où circule le courant de retour, quel plan chaque piste rapide référence, combien d'inductance sépare chaque broche de CI de son découplage, et à quelle distance du connecteur se trouve l'écrêteur ESD. Les textes de référence de cette discipline sont Electromagnetic Compatibility Engineering de Henry Ott (2009) et High-Speed Digital Design de Howard Johnson et Martin Graham (1993), complétés ici par des notes d'application de fabricants de semi-conducteurs, chacune signalée comme telle. Le produit est ensuite jugé selon la CISPR 32 (EN 55032:2015 avec A11:2020 dans l'UE) pour les émissions, et selon des normes d'immunité génériques ou produit qui essaient l'ESD à 4 kV au contact. Cette page donne la physique sous forme de formules recalculables, les chiffres que les sources énoncent réellement, et les règles empiriques courantes que les sources ne soutiennent pas.

Ce contre quoi la carte est essayée (octobre 2026)

La carte n'a pas de norme CEM propre. Elle est essayée dans le produit, aux ports du produit, selon les niveaux ci-dessous. Ce sont les valeurs que les décisions de cette page cherchent à tenir ; le détail de chaque essai figure sur les pages liées.

Phénomène	Norme et niveau	Port	Où cela se joue sur le PCB
Émissions rayonnées, 30 MHz à 1 GHz	CISPR 32 classe B : 30 dB(µV/m) QC de 30 à 230 MHz, 37 dB(µV/m) QC de 230 MHz à 1 GHz, à 10 m	Enveloppe	Boucles de retour, harmoniques d'horloge, courant de mode commun sur les câbles
Émissions conduites, 150 kHz à 30 MHz	CISPR 32 classe B, port secteur : 66 à 56 dB(µV) QC de 0,15 à 0,5 MHz, 56 de 0,5 à 5 MHz, 60 de 5 à 30 MHz	Secteur	Filtre d'entrée du convertisseur à découpage, résonances des perles de ferrite
ESD	4 kV au contact, 8 kV dans l'air : EN 61000-6-1:2007, EN 61000-6-2:2005, EN 55035, EN 301 489-1 V2.2.3 article 9.3	Enveloppe	Placement de l'écrêteur et inductance de retour à chaque connecteur
Transitoires rapides (salves), secteur	1 kV (EN 61000-6-1, EN 301 489-1), 2 kV (EN 61000-6-2), 5 kHz	Secteur	Filtre d'entrée, retour de masse de l'entrée d'alimentation
Onde de choc, secteur	2 kV ligne-terre, 1 kV ligne-ligne (EN 61000-6-1, EN 61000-6-2, EN 301 489-1)	Secteur	Lignes de fuite, énergie de l'écrêteur, implantation de l'entrée d'alimentation
Immunité RF rayonnée	3 V/m (EN 61000-6-1), 10 V/m de 80 MHz à 1 GHz (EN 61000-6-2), 3 V/m de 80 MHz à 6 GHz (EN 301 489-1)	Enveloppe	Frontaux analogiques, lignes de reset et d'horloge, alimentations de PLL
Immunité RF conduite, 0,15 à 80 MHz	3 V (EN 61000-6-1, EN 301 489-1), 10 V (EN 61000-6-2)	Câbles	Filtrage de mode commun à l'entrée des câbles

Les versions harmonisées dans l'UE sont l'EN 55032:2015 avec A11:2020 pour les émissions, et l'EN 61000-6-1:2007 et l'EN 61000-6-2:2005 pour l'immunité générique ; les éditions 2019 des normes génériques ne sont pas citées. L'EN 301 489-1 s'utilise avec la partie spécifique à la radio (par exemple l'EN 301 489-17) et ne figure pas elle-même dans la liste RED. Voir essais CE, émissions rayonnées, émissions conduites, onde de choc et salves et ESD.

Le principe du courant de retour

Tout courant signal revient, et il revient par le chemin de plus faible impédance. À basse fréquence, l'impédance d'un plan est dominée par sa résistance et le courant s'étale pour prendre le chemin le moins résistif, qui ne passe en général pas sous la piste. Quand la fréquence monte, le terme inductif domine, et le chemin de plus faible inductance est celui qui enferme la plus petite boucle : directement sous la piste signal, dans le plan adjacent. Ott développe ce point au paragraphe 10.6.1 (répartition du courant dans le plan de référence) et au paragraphe 10.7 (circulation du courant en microruban et en ligne triplaque) ; Johnson et Graham le traitent dans leur chapitre sur les plans de masse et l'empilage.

La fréquence à laquelle l'inductance prend le dessus dépend de la géométrie de la piste, de la résistance du plan et de l'espacement. Sur les cartes réelles, elle se situe très en dessous de 30 MHz, début de la plage rayonnée de la CISPR 32 ; pour les émissions, l'hypothèse de travail est donc le cas haute fréquence : le retour est sous la piste, et le plan de référence sous chaque signal rapide doit être continu sur toute sa longueur.

Conséquences d'une référence discontinue

Quand le plan de référence est coupé par une fente, une frontière entre domaines d'alimentation, un groupe d'anti-pastilles ou un manque de cuivre, le courant de retour ne peut plus suivre sous la piste. Il contourne la discontinuité et la boucle enfermée grandit. Ott liste les cas au paragraphe 16.3 : fentes dans les plans, plans coupés, changement de plan de référence, référence au-dessus et au-dessous d'un même plan, et connecteurs.

Discontinuité	Ce que fait le courant de retour	Correction structurelle
Fente ou vide sous une piste rapide	Contourne l'extrémité de la fente	Router autour du vide ; TI SPRAAR7J garde les paires différentielles à au moins 1,5 largeur de piste des vides
Coupure entre deux zones de plan	Cherche le couplage le plus proche entre les zones	Ne pas traverser ; si c'est inévitable, condensateurs de couture de 1 µF ou moins au croisement (TI SPRAAR7J 2.4)
Changement de couche entre deux plans de masse	A besoin d'un via entre les plans près du via signal	Vias de couture de masse à moins de 5,08 mm du via signal, au plus près étant le mieux (TI SPRAAR7J 2.4)
Changement de couche d'une référence masse vers une référence alimentation	A besoin d'un chemin capacitif entre les plans	Un condensateur de découplage près de la transition, ou éviter le changement
Piste près du bord de son plan de référence	Le courant de retour se concentre au bord du plan	TI SPRAAR7J garde les paires différentielles rapides à au moins 2,29 mm (90 millièmes de pouce) du bord du plan

L'ancienne version de ce tableau donnait des valeurs en dB pour chaque discontinuité. Aucune source ne soutient un chiffre fixe : l'émission dépend de la surface de boucle, de la fréquence, et surtout de ce que la boucle injecte ou non un courant de mode commun sur un câble raccordé.

Ce qui compte comme rapide

En CEM, la vitesse est fixée par le front, pas par la fréquence d'horloge. Johnson et Graham définissent la fréquence de coude f_knee = 0,5 / t_r, fréquence en dessous de laquelle se trouve l'essentiel de l'énergie d'un front numérique, quelle que soit la fréquence d'horloge. Le chiffre 0,35 / t_r, qu'utilisait la version précédente de cette page, est une autre grandeur : la bande passante à −3 dB d'une réponse du premier ordre dont le temps de montée de 10 à 90 pour cent vaut t_r.

Temps de montée tr	Fréquence de coude 0,5 / tr (Johnson)	Bande d'un premier ordre 0,35 / tr
5 ns	100 MHz	70 MHz
1 ns	500 MHz	350 MHz
500 ps	1 GHz	700 MHz
200 ps	2,5 GHz	1,75 GHz

Une horloge à 10 MHz avec des fronts de 1 ns porte donc de l'énergie harmonique sur toute la plage rayonnée CISPR 32 de 30 MHz à 1 GHz. Ralentir un front qui n'a pas besoin d'être rapide est la correction d'émission la moins chère qui soit.

Choix d'empilage

L'empilage est figé à la fabrication. Ott, au paragraphe 16.4, traite les cartes simple et double face puis les multicouches ; la règle qui traverse son exposé comme le guide de routage TI est que chaque couche de signaux rapides doit reposer directement sur un plan de masse continu.

4 couches : signal / GND / alimentation / signal

Couche	Fonction	Référence de
1 (dessus)	Signal	Référence la couche 2, masse
2	Plan de masse	Chemin de retour de la couche 1
3	Plan d'alimentation	Paire de plans avec la couche 2
4 (dessous)	Signal	Référence la couche 3, alimentation

La couche supérieure est bien servie. La couche inférieure référence le plan d'alimentation, ce qui convient aux signaux lents mais reste un compromis pour les rapides : le paragraphe 2.4 de TI SPRAAR7J indique que TI ne recommande pas de référencer des signaux rapides à des plans d'alimentation. Garder le routage rapide en couche 1, ou passer à six couches.

6 couches et plus

TI SPRAAR7J, au paragraphe 3.12, recommande au moins six couches pour les interfaces SoC rapides qu'il couvre, et donne des exemples d'agencement à 6, 8 et 10 couches où la couche de signal supérieure repose sur un plan de masse, où les couches de signal internes adjacentes sont routées à 90 degrés l'une de l'autre, et où les plans d'alimentation peuvent être divisés à condition que les pistes des couches adjacentes ne traversent pas les coupures. L'exemple TI à 6 couches est signal / masse / signal / signal / alimentation ou masse / signal.

Capacité de la paire de plans

Deux plans parallèles séparés par un diélectrique mince forment un condensateur, C = ε₀ ε_r A / d (Ott, paragraphe 11.4.6, capacité intégrée au PCB). Avec ε₀ = 8,854 pF/m et un ε_r illustratif de 4,3 (prendre la valeur réelle dans la fiche du stratifié, à la fréquence considérée) :

Épaisseur de diélectrique d	Capacité par surface	Paire de plans de 10 cm × 10 cm
100 µm	38 pF/cm²	3,8 nF
200 µm	19 pF/cm²	1,9 nF
500 µm	7,6 pF/cm²	0,76 nF

La capacité des plans est faible face au découplage discret, mais elle est répartie sur toute la carte et accessible sans empreinte de condensateur sur le chemin. Elle est donc utile en haut de la plage de découplage, à condition que les plans soient proches. Ce n'est pas une raison de supprimer les condensateurs discrets.

Découplage : le calcul derrière les niveaux

Un seul condensateur ne peut pas maintenir basse l'impédance d'une alimentation sur tout le spectre d'une charge numérique. Le chapitre 11 d'Ott étudie plusieurs condensateurs de même valeur, de deux valeurs, de nombreuses valeurs, et l'approche par impédance cible (paragraphes 11.4.1 à 11.4.5) ; la conclusion est que ce qui compte est l'impédance du réseau en fonction de la fréquence, pas le nombre de condensateurs.

Tout condensateur devient une inductance

Un condensateur monté résonne à f = 1 / (2π √(L C)), où L est sa propre inductance plus celle de la boucle de montage (pastilles, pistes, vias, plans). Au-delà, c'est une inductance, et sa valeur ne compte plus. Le tableau recalcule la résonance série pour deux inductances montées :

Capacité	Résonance avec 1 nH monté	Résonance avec 0,5 nH monté
10 µF	1,59 MHz	2,25 MHz
1 µF	5,03 MHz	7,12 MHz
100 nF	15,9 MHz	22,5 MHz
10 nF	50,3 MHz	71,2 MHz
1 nF	159 MHz	225 MHz

Au-delà de la résonance, l'impédance vaut à peu près 2πfL, quelle que soit la capacité :

Inductance montée	à 100 MHz	à 300 MHz	à 1 GHz
0,5 nH	0,31 ohm	0,94 ohm	3,1 ohm
1 nH	0,63 ohm	1,9 ohm	6,3 ohm
2 nH	1,3 ohm	3,8 ohm	13 ohm

C'est pourquoi le montage domine dans la plage qui compte pour les émissions rayonnées : diviser par deux l'inductance de boucle divise l'impédance par deux, alors que changer la valeur du condensateur ne change rien une fois la résonance dépassée.

Antirésonance

Entre deux condensateurs de valeurs différentes existe une fréquence où le plus petit est encore capacitif et le plus gros déjà inductif. Les deux forment un circuit résonant parallèle, et l'impédance du réseau passe par un pic. Ott traite ce cas aux paragraphes 11.4.3 et 11.4.4. Ajouter d'autres valeurs peut créer d'autres pics au lieu de les supprimer ; la seule façon de savoir est de calculer ou mesurer l'impédance de tout le réseau, plans compris, face à une impédance cible.

Montage et inductance des vias

Johnson et Graham donnent une inductance approchée pour un via isolé, L ≈ 5,08 h [ln(4h/d) + 1] nH, avec la longueur du via h et le diamètre du fût d en pouces. Recalculé pour un fût de 0,3 mm :

Longueur du via	L (approximation pour un via isolé)
1,6 mm (épaisseur totale d'une carte courante)	1,3 nH
0,8 mm	0,54 nH

Les conséquences pratiques, cohérentes avec le paragraphe 11.7 d'Ott (placement et montage des condensateurs de découplage) :

• Boucle courte : vias sur ou dans les pastilles du condensateur, pas au bout d'une piste d'éclatement.
• Plans proches de la face du condensateur : la longueur de via qui compte est la distance jusqu'aux plans où circule le courant.
• Des vias en parallèle aident moins que leur nombre ne le suggère quand ils sont proches, à cause de l'inductance mutuelle entre eux (Ott, paragraphe 10.5.2). Deux vias divisent l'inductance par deux seulement s'ils sont assez éloignés pour être découplés.
• Boîtiers à faible inductance : les fabricants proposent des condensateurs à géométrie inversée et multi-terminaux conçus pour une inductance plus faible ; utiliser les données mesurées du fabricant pour la pièce montée plutôt qu'un pourcentage générique.

Règles de routage haute vitesse

L'impédance contrôlée vient de l'interface, pas d'un tableau générique

Au-delà de la fréquence de coude, une piste est une ligne de transmission, et les désadaptations produisent réflexions et oscillations. L'impédance cible est fixée par la spécification de l'interface et par le guide de routage du fondeur, et elle varie d'un composant à l'autre. Les tableaux de TI SPRAAR7J, chiffres d'un fabricant pour ses propres familles de SoC, montrent l'écart :

Interface	Impédance différentielle dans l'annexe A de TI SPRAAR7J
USB 2.0	90 ohm (81 à 99)
USB 3.x SuperSpeed	90 ohm (83,7 à 96,3) sur certaines familles, 95 ohm (90,25 à 99,75) sur d'autres
PCI Express	100 ohm (90 à 110) sur certaines familles, 95 ohm sur d'autres
Serial ATA	100 ohm (85 à 115)
HDMI TMDS	100 ohm (90 à 110)
MIPI CSI	100 ohm (85 à 115)

Les lignes de transmission RF (Wi-Fi, BLE, sub-GHz) entre la radio, le réseau d'adaptation et l'antenne sont conçues pour l'impédance du système, normalement 50 ohm ; voir antennes et adaptation d'impédance. Spécifier l'impédance et sa tolérance dans les notes de fabrication et laisser le fabricant ajuster largeur et espacement à son procédé.

Appariement de longueur et symétrie

Dans une paire différentielle, toute différence de longueur convertit une partie du signal différentiel en mode commun, et le courant de mode commun sur les câbles raccordés est une source majeure du rayonnement au niveau produit (Ott, paragraphes 12.3 et 12.4). TI SPRAAR7J apparie les longueurs intra-paire avec un serpentin ajouté près de l'extrémité désappariée, route les paires symétriquement, limite les coudes à plus de 135 degrés, et note que les différences de tissage de fibre de verre entre les deux pistes d'une paire créent un décalage et un bruit de mode commun alternatif. Les tolérances dépendent de l'interface et du composant : TI donne par exemple 1,27 mm (50 millièmes de pouce) de décalage au sein d'une paire USB 2.0 pour une famille de SoC. Prendre le chiffre dans le guide de routage du composant, pas dans un tableau générique.

Distribution d'horloge

Les lignes d'horloge sont périodiques et à fronts rapides : leur énergie se concentre dans des harmoniques discrètes qui tombent dans une bande de récepteur étroite. Ott consacre aux signaux critiques et aux horloges système leurs propres paragraphes dans son chapitre de routage (16.1.3 et 16.1.4).

• Terminaison série, point à point : Johnson et Graham dimensionnent la résistance série pour que la résistance de sortie du driver plus la résistance égale l'impédance de la ligne, R_s = Z₀ − R_driver. Elle supprime la réflexion et, parce qu'elle ralentit le front dans la capacité de la ligne, abaisse la fréquence de coude.
• Pas de stubs, pas de chaînage improvisé : utiliser un buffer de distribution quand plusieurs charges ont besoin de l'horloge.
• Discipline de référence : une piste d'horloge ne traverse jamais une coupure et ne change jamais de couche sans via de couture. TI SPRAAR7J garde les paires rapides à au moins 1,27 mm des horloges et signaux périodiques.

Spread spectrum clocking (SSC)

Ott, au paragraphe 12.2.3, parle d'horloge à gigue volontaire : moduler en fréquence l'horloge étale chaque harmonique sur une bande, si bien que moins d'énergie tombe dans la bande du récepteur à une fréquence donnée. Ce que l'interface autorise est fixé par sa spécification :

Lien	SSC selon la source	Source
PCI Express, horloge de référence commune	Modulation de 30 à 33 kHz, étalement de 0 à −0,5 % (vers le bas)	TI SNAA386, paragraphe 3.3
PCI Express, horloges de référence séparées à étalement indépendant (SRIS)	Étalement vers le bas maximal de −0,3 %	TI SNAA386, paragraphe 3.3
Serial ATA	Étalement vers le bas de +0/−5000 ppm ; le document note que certains équipements et hôtes SATA ne supportaient pas le SSC	INCITS T10 06-263r2 (2006)
Tout autre lien	Vérifier la fiche du récepteur et la spécification de l'interface avant d'activer

Le gain au récepteur d'essai dépend de la largeur de l'étalement comparée à la bande de mesure. Sous 1 GHz, le récepteur quasi-crête CISPR utilise 120 kHz. Pour un étalement vers le bas de 0,5 %, recalculé :

Harmonique	Largeur de l'étalement	Largeur / 120 kHz
30 MHz	150 kHz	1,25
100 MHz	500 kHz	4,2
300 MHz	1,5 MHz	12,5
1 GHz	5 MHz	41,7

Les harmoniques élevées gagnent plus que les basses, ce qui explique que le SSC guérit rarement un problème à la fondamentale de l'horloge. TI SNAA386 montre une horloge de référence à 100 MHz dont le pic affiché passe de −5 dB à −14 dB avec un étalement vers le bas de −0,5 % ; c'est un exemple sur un réglage d'instrument, pas un chiffre général. Au-delà de 1 GHz, la CISPR 32 utilise des détecteurs crête et moyenne avec une bande de 1 MHz, et le gain change encore. Mesurer avec et sans SSC.

Espacement des vias de couture

Les zones de cuivre de masse et les clôtures de vias sont cousues aux plans pour que les intervalles entre vias ne se comportent pas en antennes à fente. Une fente résonne quand sa longueur approche la demi-longueur d'onde : l'espacement doit rester bien en dessous de λ/2 à la plus haute fréquence considérée. En ligne triplaque avec ε_r = 4,3, λ = c / (f √ε_r) :

Fréquence	Longueur d'onde dans le diélectrique	Demi-longueur d'onde
1 GHz	145 mm	72 mm
3 GHz	48 mm	24 mm
6 GHz	24 mm	12 mm

L'ancienne page demandait un via tous les quarts de longueur d'onde. C'est plus proche de la résonance de fente que ce que soutient toute référence citée ici ; espacer les vias d'une petite fraction de λ/2, et plus serré aux bords des zones RF.

Spécificités mixtes et RF

Implantation du quartz

Un quartz et ses condensateurs de charge portent l'horloge de référence du système sous haute impédance, ce qui en fait à la fois une source et une victime. TI SPRAAR7J, au paragraphe 3.2, éloigne les pistes rapides des quartz, oscillateurs, générateurs d'horloge, régulateurs à découpage et composants magnétiques. Les autres règles usuelles découlent du principe du courant de retour : liaisons courtes du quartz vers les broches de l'oscillateur et les condensateurs de charge, masse continue sous la zone du quartz, et aucun routage étranger dessous sur la couche adjacente. Suivre la section d'implantation de la fiche du microcontrôleur ou de la radio, qui précise souvent l'agencement.

Alimentations à découpage

Un convertisseur à découpage est une source volontaire de di/dt rapide. Les décisions de carte qui comptent :

• Boucle chaude : la boucle qui porte le courant découpé (condensateur d'entrée, interrupteurs, retour au condensateur d'entrée) est la plus petite possible, avec le condensateur d'entrée à côté des interrupteurs et son retour dans le plan adjacent. Les fiches de convertisseurs montrent en général l'implantation recommandée ; la suivre.
• Nœud de commutation : dimensionné pour le courant et pas plus grand, car c'est une forte source de champ proche ; éloigner les pistes sensibles de ce nœud et de l'inductance.
• Filtre d'entrée : pour un produit raccordé au secteur, condensateurs X entre lignes, condensateurs Y entre ligne et terre de protection, et une self de mode commun, choisis pour ramener le port secteur sous les limites conduites de la CISPR 32. Voir filtrage de mode commun.
• Snubbers et inductances blindées : les deux peuvent réduire les oscillations et le couplage en champ proche. L'ampleur de l'effet dépend du circuit ; la mesurer plutôt que se fier à un pourcentage de fiche technique.

Perles de ferrite, le piège de la résonance

La note d'application AN-1368 d'Analog Devices explique le mode de défaillance à partir de mesures :

• Les fabricants spécifient en général l'impédance de la perle à 100 MHz, avec des courbes sans courant continu de polarisation.
• En dessous de la fréquence où elle devient résistive, la perle se comporte comme une inductance presque idéale, à fort facteur Q. Avec le condensateur de découplage, elle forme un filtre LC mal amorti dont la résonance se situe typiquement entre 0,1 et 10 MHz, dans la plage où commutent de nombreux convertisseurs continu-continu.
• Un filtre à perle sans amortissement peut présenter une surtension d'environ 10 à 15 dB ; la note mesure environ 10 dB à 2,5 MHz avec une perle de 100 ohm et un condensateur de 10 nF.
• Le courant continu de polarisation sature le noyau : à 50 % du courant nominal, l'inductance peut chuter jusqu'à 90 %. La note conseille d'utiliser les perles à environ 20 % de leur courant nominal.

Ses trois méthodes d'amortissement :

Méthode	Configuration	Contrepartie selon AN-1368
A	Résistance en série avec le condensateur de découplage	Amortit la résonance, dégrade le découplage en haute fréquence
B	Petite résistance en parallèle sur la perle	Amortit la résonance, réduit l'atténuation en haute fréquence
C	Branche d'amortissement supplémentaire : condensateur plus gros en série avec une résistance	Amortit la résonance

La version précédente de cette page plaçait la résistance d'amortissement en série avec le condensateur dans le corps du texte et en parallèle sur la perle dans la FAQ. Les deux sont valables, et ce sont deux méthodes différentes, aux coûts différents.

Données CEM au niveau du CI : IEC 61967 et IEC 62132

Deux séries IEC mesurent la CEM au niveau du silicium plutôt qu'au niveau du produit : IEC 61967 pour l'émission, IEC 62132 pour l'immunité, toutes deux tenues par le sous-comité 47A du comité d'études 47 de l'IEC. Le concepteur de carte les rencontre de seconde main, sous forme de chiffres dans le rapport CEM d'un fondeur, et la question posée est toujours la même. Le composant est caractérisé comme silencieux sur ses broches d'alimentation, ou comme tenant l'injection RF jusqu'à un certain niveau. Qu'est-ce que cela apporte face à la marge CISPR 32 mesurée sur le produit fini ?

Cela apporte une comparaison défendable entre composants candidats, et un classement des broches qui méritent la discipline de découplage et de chemin de retour décrite plus haut sur cette page. Cela n'apporte aucun dB de marge système, et la structure des deux séries le dit clairement.

Les parties et ce que chacune mesure

Partie	Méthode	Ce qu'elle mesure
IEC 61967-1:2018	Conditions générales et définitions	Base commune, côté émission
IEC 61967-2:2005	Cellule TEM et cellule TEM à large bande	Émission rayonnée
IEC TS 61967-3:2014	Balayage en surface	Cartographie de l'émission en champ proche
IEC 61967-4:2021	Couplage direct 1 ohm / 150 ohm	Émission conduite
IEC 61967-5:2003	Cage de Faraday sur banc de travail	Émission conduite, retirée le 11 octobre 2024
IEC 61967-6:2002	Sonde magnétique	Émission conduite
IEC 61967-8:2023	Ligne TEM à plaques pour CI	Émission rayonnée
IEC 62132-1:2015	Conditions générales et définitions	Base commune, côté immunité
IEC 62132-2:2010	Cellule TEM et cellule TEM à large bande	Immunité rayonnée
IEC 62132-3:2007	Injection de courant en bloc (BCI)	Immunité conduite, retirée le 25 décembre 2020
IEC 62132-4:2006	Injection directe de puissance RF (DPI)	Immunité conduite
IEC 62132-5:2005	Cage de Faraday sur banc de travail	Immunité conduite, retirée le 6 décembre 2024
IEC 62132-8:2026	Ligne TEM à plaques pour CI	Immunité rayonnée
IEC TS 62132-9:2014	Balayage en surface	Cartographie de l'immunité en champ proche

Trois de ces parties sont retirées, et deux ont été révisées récemment : la partie ligne TEM à plaques côté émission en 2023, sa jumelle côté immunité en février 2026. Une mention non datée du type "conforme à l'IEC 62132" dans une fiche technique ne règle rien : le numéro de partie et l'édition doivent tous deux figurer sur le rapport. Trois parties ont supprimé la gamme de fréquences figée de leur titre, l'IEC 62132-1 en 2015, l'IEC 61967-1 en 2018 et l'IEC 61967-4 en 2021, tandis que les deux parties ligne TEM à plaques ont retiré la gamme 150 kHz à 3 GHz de leur domaine d'application, en 2023 et en 2026. Les parties jamais révisées portent toujours la gamme dans leur titre, dont l'IEC 62132-4:2006. Ainsi "150 kHz à 1 GHz" sur un rapport IEC 61967-4 désigne la première édition de 2002, alors que la même mention sur un rapport DPI n'indique rien de l'édition. Pour cette page, ce sont les deux parties conduites qui comptent : IEC 61967-4 côté émission, IEC 62132-4 côté immunité.

La mesure se fait dans un réseau défini, sur une carte définie

L'IEC 61967-4 spécifie la mesure des émissions conduites par mesure directe du courant RF avec une sonde résistive de 1 ohm, et par mesure de la tension RF au travers d'un réseau de couplage de 150 ohm. Sa deuxième édition, publiée en mars 2021, a ramené à 30 MHz la gamme de fréquences recommandée pour la méthode à 1 ohm et ajouté une Annexe G informative sur la mesure dans une gamme de fréquences étendue au-delà de 1 GHz. L'IEC 62132-4 mène l'expérience à l'envers : la puissance RF est injectée dans une broche unique (paragraphe 4.2), ou dans les broches d'un système en mode différentiel (4.3), au travers d'un montage d'injection de puissance (7.2) et de réseaux de découplage (7.5), pendant que le CI est surveillé (IEC 62132-1, paragraphes 6.6.5 et 7.4.5) et que le résultat est exprimé selon les classes de performance des circuits intégrés du paragraphe 8.3 de l'IEC 62132-1.

Trois éléments sont figés par la méthode, et aucun des trois n'est votre conception.

• La carte. Les deux parties générales portent une description de carte d'essai générale, informative dans les deux cas : Annexe D de l'IEC 61967-1, Annexe B de l'IEC 62132-1. Dans l'IEC 62132-1, cette annexe descend jusqu'aux plans de masse, aux broches de boîtier, aux diamètres et distances des trous d'interconnexion, au découplage de l'alimentation et à la charge des E/S. C'est une carte de référence construite pour la reproductibilité entre laboratoires, pas un modèle de votre empilage.
• Le réseau à la broche. Un ohm pour développer un courant RF mesurable, 150 ohm pour développer une tension RF mesurable. La valeur de 150 ohm n'est pas arbitraire : l'IEC 61967-4 identifie son réseau d'adaptation d'impédance comme celui qui correspond à IEC 61000-4-6, et l'IEC 62132-4 cite elle aussi l'IEC 61000-4-6 en référence normative.
• L'appareil de mesure. L'unique référence normative de l'IEC 61967-1 est la CISPR 16-1-1, la norme d'appareillage de mesure. L'IEC 62132-4 cite en plus la CISPR 16-1-2, celle-là même qui définit le LISN utilisé pour les émissions conduites au niveau produit.

C'est cette filiation d'appareillage qui fait que les deux familles de chiffres semblent comparables. Elles ne le sont pas. Un résultat conduit CISPR 32 est une tension perturbatrice au port d'alimentation du produit, développée sur l'impédance de référence du LISN, avec votre carte, votre boîtier et votre faisceau dans la boucle. Un résultat IEC 61967-4 est un courant ou une tension sur une broche d'un CI posé sur une carte de référence. Mêmes unités, port différent, réseau différent, frontière différente. Aucune fonction de transfert publiée ne mène de l'un à l'autre, et il ne peut pas en exister de générale : les termes manquants sont votre empilage, votre découplage, la longueur de vos câbles et votre boîtier, c'est-à-dire la suite de cette page.

Corrélation, pas conversion

Aucune des deux parties générales ne promet une conversion. Toutes deux consacrent un paragraphe entier à la question et l'appellent corrélation : le paragraphe 8.8.3 de l'IEC 61967-1, "Corrélation avec les méthodes d'essai du module", et le paragraphe 8.4.3 de l'IEC 62132-1, "Corrélation des méthodes d'essai de module". Chacun voisine avec un paragraphe sur la comparaison des CI selon la même méthode d'essai et un autre sur la comparaison entre différentes méthodes d'essai. La forme de l'article 8 est la réponse des comités eux-mêmes sur ce qui est sûr : même méthode, mêmes conditions, un candidat contre un autre. Au-delà, c'est un raisonnement que vous devez construire et défendre en revue de conception.

L'IEC 61967-4 énonce la dépendance dans l'autre sens, dans son article d'ouverture sur les principes de base de mesure. Le niveau d'émission tolérable pour un CI découle du niveau d'émission permis au système électronique qui le contient et de l'immunité des autres parties de ce système, et il varie avec les paramètres ambiants propres au système et à l'application. La norme déduit un budget CI d'une exigence système. Elle n'offre pas la réciproque.

D'où viennent les chiffres d'un rapport fournisseur

Un rapport qui cite une classe ou un niveau cite une annexe informative. Dans l'IEC 61967-4, la classification des niveaux d'émission conduite est l'Annexe B, informative, et les niveaux de référence pour applications automobiles sont l'Annexe C, informative. Dans l'IEC 62132-4, les exemples de gammes de niveaux d'immunité sont l'Annexe A, informative. Dans les deux parties générales, le paragraphe consacré aux limites se trouve à l'intérieur de l'article 8, le rapport d'essai : paragraphe 8.7 de l'IEC 61967-1, "Limites d'émission RF", et paragraphe 8.2 de l'IEC 62132-1, "Limites ou niveaux d'immunité". Ce que ces séries normalisent, c'est la façon de produire et de rapporter un chiffre, pas ce que ce chiffre doit valoir. Là où une limite au niveau du CI s'impose, elle s'impose parce qu'un cahier des charges d'achat l'a imposée.

Ce que le CI exécutait pendant la mesure peut déplacer le résultat autant que la carte elle-même, raison pour laquelle l'IEC 61967-1 consacre son paragraphe 6.5.3 à l'activité du CI et son paragraphe 6.5.4 aux lignes directrices sur son fonctionnement, et ajoute deux annexes informatives, l'une sur le code d'essai d'un compteur, l'autre sur le logiciel du cas le plus défavorable. Un rapport qui ne précise pas le mode de fonctionnement n'est comparable à rien, pas même au rapport suivant du même fournisseur.

Le verrou réglementaire

Aucune des deux séries n'est harmonisée. Aucune partie de l'IEC 61967 ni de l'IEC 62132 ne figure dans la décision d'exécution (UE) 2019/1326, la liste des normes harmonisées établies à l'appui de la directive CEM, dont le texte consolidé n'a pas bougé depuis le 10 juin 2022. L'EN 55032:2015, version européenne de la CISPR 32, y figure au point 13. Un rapport CEM au niveau du CI est une donnée de conception fournisseur : il peut rejoindre le dossier de conception comme élément relatif au composant, mais il n'ouvre aucune présomption de conformité et ne remplace pas un essai sur produit. Voir normes CEM harmonisées, aucune citation depuis 2022 pour l'état de la liste, et normes harmonisées et présomption de conformité pour ce que la citation apporte réellement.

Lire un rapport fournisseur

Question	Ce qu'un rapport au niveau du CI peut trancher
Lequel de deux composants candidats est le plus silencieux sur ce rail ?	Oui, si les deux ont été mesurés selon la même partie de la série, dans la même édition, avec un logiciel comparable
Quelles broches méritent le découplage le plus serré et le retour le plus court ?	Oui, comme classement, ce qui alimente les règles données plus haut sur cette page
Le produit passera-t-il la limite CISPR 32 classe B, et avec quelle marge ?	Non
Le rapport peut-il tenir lieu d'essai d'émission au niveau produit ?	Non
Un niveau d'immunité DPI remplace-t-il l'IEC 61000-4-6 sur le produit ?	Non. Port différent, réseau d'injection différent, frontière d'EUT différente
Un chiffre en cellule TEM est-il comparable à un chiffre à 1 ohm sur le même CI ?	Pas directement. Les deux parties générales consacrent un paragraphe entier à la comparaison entre méthodes, précisément parce qu'elle n'a rien d'évident

La posture pratique est celle que tient cette page. Prendre le composant le plus silencieux quand le choix est libre, puis concevoir comme si le rapport n'existait pas : chemin de retour ininterrompu sous chaque signal rapide, masse adjacente au routage rapide, découplage monté pour une inductance de boucle minimale. La marge se décide par la carte, le boîtier et les câbles, et elle se mesure aux ports du produit, pas aux broches du CI. Pour ces mesures, voir émissions conduites, émissions rayonnées et immunité RF conduite IEC 61000-4-6.

Câbles, blindage, entrée ESD

Blindage de câble et pigtails

Les câbles externes véhiculent les émissions conduites hors du produit et les perturbations conduites vers l'intérieur, et au-dessus de 30 MHz ils sont souvent l'antenne. Un blindage n'est efficace en haute fréquence que s'il est relié à 360 degrés à la coque du connecteur, et la coque au châssis ou à la référence de la carte. Ott, au paragraphe 2.15.1, traite le pigtail, blindage rassemblé en un seul fil, comme le défaut classique : l'inductance du fil se place en série entre le blindage et la référence. Sa réactance vaut 2πfL :

Inductance du pigtail	à 30 MHz	à 100 MHz	à 300 MHz
10 nH	1,9 ohm	6,3 ohm	19 ohm
20 nH	3,8 ohm	13 ohm	38 ohm
50 nH	9,4 ohm	31 ohm	94 ohm

Tout courant de blindage qui traverse cette réactance développe une tension de mode commun qui excite l'extérieur du câble. Sur la carte, la coque du connecteur demande une liaison multi-vias à faible inductance vers la référence que la conception utilise pour les E/S (Ott, paragraphe 16.2, liaison de masse entre PCB et châssis).

Selfs de mode commun en entrée de câble

Une self de mode commun présente une forte impédance au courant de mode commun, qui circule dans le même sens sur tous ses enroulements, et une faible impédance au signal différentiel. Sa place est à l'entrée du câble, entre le connecteur et le reste de la carte, pour agir sur le courant de mode commun avant qu'il n'atteigne le câble. Ott traite le filtrage et le blindage des câbles au paragraphe 12.4.2. TI SPRAAR7J, au paragraphe 3.14, regroupe les condensateurs de liaison, le filtre de mode commun et la protection ESD au plus près du connecteur, avec les éventuels vias vers la couche du filtre placés à côté du filtre.

Points d'entrée ESD

Chaque port externe est un point d'entrée ESD potentiel : USB, Ethernet, audio, entrée d'alimentation, boutons, métal accessible et connecteurs d'antenne. Les niveaux que la protection doit tenir, tels que les fixent les normes en vigueur :

Norme	Décharge au contact	Décharge dans l'air
EN 61000-6-1:2007 (résidentiel, commercial, industrie légère)	4 kV	8 kV
EN 61000-6-2:2005 (industriel)	4 kV	8 kV
EN 55035 (immunité multimédia)	4 kV	8 kV
EN 301 489-1 V2.2.3, article 9.3 (équipements radio)	±4 kV	±8 kV

Des niveaux plus élevés s'appliquent quand une norme produit les demande ; le guide ESD donne l'échelle de l'IEC 61000-4-2 et le cas médical. La méthode d'essai elle-même est l'IEC 61000-4-2 (publication fondamentale IEC), désormais en édition 3.0 du 7 mars 2025 ; quand une norme produit date sa référence à l'édition 2008, c'est cette édition qui régit l'essai.

Dans l'édition 2008 (tableau 2), le courant de décharge au contact a un premier pic de 3,75 A par kV, soit 15 A à 4 kV et 30 A à 8 kV, avec un temps de montée de 0,8 ns à plus ou moins 25 pour cent près. Une estimation grossière de la tension qu'ajoute l'inductance du chemin de l'écrêteur est V = L × di/dt :

Inductance dans le chemin de l'écrêteur	Tension ajoutée à 4 kV au contact (15 A en 0,8 ns)
1 nH	environ 19 V
5 nH	environ 94 V

Elle s'ajoute à la tension d'écrêtage du composant de protection, et c'est pourquoi placement et retour comptent davantage que la caractéristique du composant :

1. Protection au connecteur : TI SPRAAR7J, au paragraphe 3.14, place les composants de protection ESD et CEM au plus près du connecteur et éloigne les pistes non protégées des pistes protégées. Ott, au paragraphe 15.5, traite de l'empêchement de l'entrée des ESD par les enveloppes, les câbles et les claviers.
2. Retour court : le composant de protection revient directement à la référence au connecteur (châssis ou masse des E/S), par des vias à côté de sa pastille, et non par une piste vers un point de masse éloigné.
3. Impédance entre écrêteur et CI : un élément série, choisi dans le budget d'intégrité du signal de la ligne, fait de l'écrêteur le chemin de plus faible impédance pour l'impulsion.
4. Routage traversant : TI SPRAAR7J, au paragraphe 3.13, préfère les composants de protection dont le brochage laisse passer la paire différentielle tout droit, sans coude.

La méthode et la forme d'onde sont détaillées dans ESD IEC 61000-4-2 ; le couplage des champs rayonnés dans la carte relève de l'immunité rayonnée.

Pièges qui font échouer l'essai formel

Les causes récurrentes, chacune reliée au mécanisme que décrivent les références. Aucune n'a de pénalité fixe en dB : l'effet dépend de la fréquence, de la boucle et du câblage, et ne se connaît qu'une fois le produit mesuré.

Piège	Mécanisme	Référence
Signal rapide au-dessus d'une coupure ou d'un vide de plan	Le retour fait un détour, la surface de boucle grandit	Ott 16.3.1 et 16.3.2 ; TI SPRAAR7J 2.4
Changement de couche sans via ni condensateur de couture proche	Le retour change de plan loin du via signal	Ott 16.3.3 ; TI SPRAAR7J 2.4
Signaux rapides référencés à un plan d'alimentation	Le chemin de retour dépend du découplage entre plans	TI SPRAAR7J 2.4
Découplage atteint par des pistes ou des vias longs	L'inductance montée fixe l'impédance au-delà de la résonance	Ott 11.7 ; calcul ci-dessus
Horloge sans terminaison, avec stubs ou chaînage	Réflexions, oscillations, contenu harmonique supplémentaire	Johnson et Graham, terminaisons et distribution d'horloge
Protection ESD loin du connecteur, ou avec un retour long	L'inductance ajoute de la tension, l'impulsion atteint le CI	TI SPRAAR7J 3.14 ; Ott 15.5
Filtre de mode commun loin de l'entrée du câble	Le courant de mode commun atteint d'abord le câble	Ott 12.4.2 ; TI SPRAAR7J 3.14
Terminaison de blindage en pigtail	Le courant de blindage développe une tension aux bornes du pigtail	Ott 2.15.1
Perle de ferrite sur un rail sensible sans amortissement	Résonance LC mal amortie, souvent aux fréquences des convertisseurs	ADI AN-1368
Perle de ferrite utilisée près de son courant nominal	L'inductance s'effondre avec la polarisation continue	ADI AN-1368
SSC activé sur un lien qui ne l'autorise pas	Perte de lien ou erreurs de données	TI SNAA386 ; T10 06-263r2

Affirmations que les textes contredisent

Les règles empiriques passent de page en page sans leur source. Voici celles que cette page portait avant sa révision d'octobre 2026, ou qui circulent largement, confrontées à ce que disent les textes.

Affirmation courante	Ce que dit la source
« La fréquence de coude est fknee = 0,35 / tr »	Johnson et Graham définissent fknee = 0,5 / tr. 0,35 / tr est la bande à −3 dB d'une réponse du premier ordre, une autre grandeur
« USB 3.x, PCIe et HDMI sont tous à 100 ohm différentiels »	TI SPRAAR7J indique 90 ohm pour l'USB 3.x SuperSpeed sur certaines familles de SoC et 95 ohm sur d'autres, 100 ou 95 ohm pour PCIe selon la famille, 100 ohm pour HDMI. La cible vient du guide de routage du composant
« PCIe autorise le SSC via SRIS »	PCIe à horloge commune spécifie 30 à 33 kHz avec un étalement de 0 à −0,5 % ; SRIS est le cas à horloges séparées, limité à −0,3 % (TI SNAA386)
« Le SSC abaisse la lecture quasi-crête de 6 à 10 dB »	Aucune référence n'énonce de gain fixe. Il dépend de la largeur de l'étalement face à la bande CISPR de 120 kHz, donc du rang de l'harmonique ; TI montre un seul exemple sur une horloge
« Dimensionner la TVS pour la décharge au contact typique de 8 kV »	L'EN 61000-6-1:2007, l'EN 61000-6-2:2005, l'EN 55035 et l'EN 301 489-1 V2.2.3 essaient à 4 kV au contact et 8 kV dans l'air. 8 kV au contact est un niveau supérieur que seules certaines normes produit exigent
« L'IEC 61000-4-2 (2008) est la méthode ESD en vigueur »	L'édition 3.0 a été publiée le 7 mars 2025 et remplace l'édition 2008 ; les normes produit datées de 2008 continuent de déterminer l'édition qui s'applique à un essai donné
« Amortir une perle de ferrite avec 0,5 à 2 ohm en parallèle » et « la résonance de la perle est à plusieurs centaines de MHz »	AN-1368 donne trois méthodes d'amortissement (résistance série avec le condensateur, résistance parallèle sur la perle, branche RC d'amortissement) et situe les résonances perle et condensateur typiquement entre 0,1 et 10 MHz
« Deux vias divisent l'inductance par deux, quatre par quatre »	Vrai seulement pour des vias assez éloignés pour être découplés ; l'inductance mutuelle réduit le gain quand ils sont proches (Ott 10.5.2)
« Coudre les plages de masse tous les quarts de longueur d'onde »	Un intervalle résonne comme une fente quand sa longueur approche la demi-longueur d'onde ; un espacement au quart d'onde en est trop proche. Garder un espacement à une petite fraction de λ/2
« Chaque piège ajoute environ 10 dB » et les autres chiffres fixes en dB pour fentes, coupures, inductances blindées et résistances série	Aucune source de cette page ne donne de tels chiffres. Ils ont été supprimés
« La CISPR 32:2015+A1:2019 est la référence d'émission de l'UE »	L'UE cite l'EN 55032:2015 avec A11:2020 ; l'amendement 1 de la CISPR 32 ne fait pas partie de la référence citée

Pour aller plus loin

• Émissions rayonnées : comment les choix de conception de cette page sont mesurés selon la CISPR 32
• IEC 61000-4-3 immunité RF rayonnée : l'essai miroir, où la carte doit survivre à la RF entrante
• IEC 61000-4-6 immunité RF conduite : injection de mode commun sur les câbles et conséquences pour le PCB
• ESD IEC 61000-4-2 : forme d'onde et méthode d'essai qui dictent la conception des points d'entrée ESD
• Onde de choc et salves IEC 61000-4-5 et 4-4 : les niveaux de l'entrée d'alimentation du tableau en tête de page
• Précompliance en cellule TEM et sondes de champ proche : outils de mise au point qui révèlent ces pièges avant le laboratoire formel
• Glossaire : termes CEM utilisés sur cette page

Voir aussi

• La CEM expliquée : émissions, immunité, couplage
• Où circule réellement le courant de retour - la physique derrière les règles de chemin de retour ci-dessus
• Découplage, ESL et antirésonance - pourquoi trois étages, et où les étages se combattent
• Filtrage de mode commun - la théorie derrière le filtre d'entrée du convertisseur
• Comment l'énergie se couple : rayonnement, conduction, diaphonie
• Temps de montée et enveloppe spectrale - ce que coûte un front en bande passante
• Antennes et adaptation d'impédance pour produits connectés
• Radio : blocage RX, sélectivité et intermodulation (essais)
• Émissions rayonnées CEM : pré-scan et essai final
• Banc de préconformité CEM : cellule TEM, sondes, LISN

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Sources & références

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5. Texas Instruments SPRAAR7J, High-Speed Interface Layout Guidelines (révision de février 2023), note d'application fabricant, Texas Instruments www.ti.com/lit/an/spraar7j/spraar7j.pdf
6. Texas Instruments SNAA386, Clocking for PCIe Applications (novembre 2023), note d'application fabricant, Texas Instruments www.ti.com/lit/an/snaa386/snaa386.pdf
7. INCITS T10 06-263r2, SAS-2 spread-spectrum clocking (22 juin 2006), proposition de comité, INCITS T10 www.t10.org/ftp/t10/document.06/06-263r2.pdf
8. Analog Devices AN-1368, Ferrite Bead Demystified (Jefferson Eco et Aldrick Limjoco), note d'application fabricant, Analog Devices www.analog.com/en/resources/app-notes/an-1368.html
9. CISPR 32:2015+A1:2019, Compatibilité électromagnétique des équipements multimédia, exigences d'émission, IEC webstore.iec.ch/publication/22046
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11. ETSI EN 301 489-1 V2.2.3 (2019-11), norme CEM des équipements radio, exigences techniques communes, ETSI www.etsi.org/deliver/etsi_en/301400_301499/30148901/02.02.03_60/en_30148901v020203p.pdf
12. IEC 61967-1:2018, Circuits intégrés, mesure des émissions électromagnétiques, partie 1 : conditions générales et définitions, IEC webstore.iec.ch/en/publication/59799
13. IEC 61967-4:2021, Mesure des émissions conduites, méthode par couplage direct 1 ohm/150 ohm, IEC webstore.iec.ch/en/publication/64113
14. IEC 62132-1:2015, Circuits intégrés, mesure de l'immunité électromagnétique, partie 1 : conditions générales et définitions, IEC webstore.iec.ch/en/publication/23626
15. IEC 62132-4:2006, Mesure de l'immunité électromagnétique, partie 4 : méthode d'injection directe de puissance RF, IEC webstore.iec.ch/en/publication/6510
16. Décision d'exécution (UE) 2019/1326 relative aux normes harmonisées pour la compatibilité électromagnétique, texte consolidé du 10 juin 2022, EUR-Lex eur-lex.europa.eu/legal-content/EN/TXT/?uri=CELEX:02019D1326-20220610