Conception PCB pour la CEM: retours, découplage, empilage

Auteur Hugues Orgitello Mis à jour le 1 septembre 2026 ~26 min de lecture

Guide, Conception PCB pour la CEM

Un PCB propre en CEM des le premier essai formel est rarement un coup de chance. C'est le résultat d'une discipline de conception appliquée a quatre niveaux: un chemin de retour ininterrompu sous chaque signal rapide, un empilage qui place la masse adjacente aux signaux rapides, une stratégie de découplage a trois niveaux avec des vias vers les pastilles dont l'inductance est minimisée, et des points d'entrée ESD écrêtés avant tout circuit intégré. Les références de cette discipline sont Electromagnetic Compatibility Engineering de Henry Ott (2009) et High-Speed Digital Design de Howard Johnson (1993). Les conséquences normatives d'une erreur se mesurent contre CISPR 32 (2015) pour les émissions et IEC 61000-4-2 (2008) pour l'immunité aux decharges electrostatiques. Ce guide déroule les choix de conception qui décident du passage ou de l'échec.

Le principe du courant de retour

Tout courant signal a un courant de retour. La question est par quel chemin. A basse fréquence (en dessous de 10 kHz), le retour s'etale dans le plan de référence pour minimiser la résistance, ce qui ne passe en général pas sous la piste. Au-dessus d'environ 100 kHz, le terme inductif domine: le retour se concentre directement sous la piste signal parce que cela minimise la surface de boucle, donc l'inductance de boucle. C'est l'effet de plan image, décrit en détail dans Ott (2009, chapitre 10) et Johnson (1993, chapitre 5).

Pour toute conception numérique ou RF au-dessus de quelques MHz, l'hypothèse de travail est le cas HF: le retour est sous la piste, et le plan de référence doit être ininterrompu sur tout le parcours du signal.

Consequences d'une référence discontinue

Quand le plan de référence est coupe par une fente, une frontière entre domaines d'alimentation, un cluster d'antipads ou un dégagement thermique, le retour HF ne peut plus suivre sous la piste. Il doit contourner la discontinuité. Le contournement crée une boucle, et la boucle est une antenne.

Discontinuite	Surface de boucle typique ajoutée	Hausse des émissions a la résonance de la boucle
Fente de 1 mm sous une piste 100 MHz	0,5 cm^2	6 a 10 dB
Coupure de domaine d'alimentation sans capa de couture	2 a 5 cm^2	10 a 20 dB
Changement de couche sans via de couture	1 a 3 cm^2	8 a 15 dB
Cluster d'antipads (échappement BGA)	0,2 a 1 cm^2	3 a 8 dB

La règle qui en decoule est structurelle: chaque signal rapide a besoin d'un plan de référence ininterrompu sur toute sa longueur, sur la couche immédiatement au-dessus ou au-dessous.

Ce qui compte comme rapide

La vitesse au sens CEM n'est pas la fréquence d'horloge mais le temps de montée. Un front de 1 ns contient de l'énergie significative jusqu'à environ 350 MHz. Un front de 200 ps (typique des E/S de FPGA récents) contient de l'énergie au-delà de 1,5 GHz. La relation est approximativement f_knee = 0,35 / t_r. En dessous de f_knee le signal apparaît localise; au-dessus, la piste est une ligne de transmission et la discipline de plan de référence s'applique pleinement.

Choix d'empilage

L'empilage est la première décision de conception dont dépend le résultat CEM. Une fois fabrique, il ne peut être change sans un nouveau lot.

4 couches: signal / GND / power / signal

L'arrangement 4 couches par défaut, sain, adapte a la plupart des conceptions numériques grand public ou industrielles en dessous de quelques centaines de MHz.

Couche	Fonction	Justification CEM
1 (top)	Signal, rapide	Adjacente au plan de masse, retour serre
2	Plan GND	Référence ininterrompue pour la couche 1
3	Plan power	Capacite plan-pair avec GND, distribue l'alimentation
4 (bottom)	Signal, lent	Référence le plan power, pour signaux basse vitesse ou DC

La capacité inhérente de quelques dizaines de pF/cm^2 entre les couches 2 et 3 agit comme un condensateur de découplage distribue, particulièrement efficace dans la plage 100 MHz a 1 GHz ou les capacités discrètes perdent en efficacité a cause de l'ESL. La configuration signal / power / GND / signal est le miroir dangereux: les pistes du dessus référencent un plan d'alimentation coupe par chaque frontière de domaine, et le système rayonne en conséquence.

6 couches: signal / GND / signal / power / GND / signal

Le standard pour les conceptions mixtes, les convertisseurs a découpage, les interfaces mémoire rapides et toute carte a domaines d'horloge multiples.

Couche	Fonction	Justification CEM
1 (top)	Signal, rapide	Référence le plan GND de la couche 2
2	Plan GND	Référence pour les couches 1 et 3
3	Signal, moyen	Entre deux plans de référence (GND couche 2, power couche 4)
4	Plan power	Capacite plan-pair avec la couche 5
5	Plan GND	Référence pour les couches 4 et 6
6 (bottom)	Signal, rapide	Référence le plan GND de la couche 5

Les deux couches de routage les plus denses (1 et 6) ont une masse dédiée. La couche signal intérieure 3 est encadrée par GND au-dessus et power en dessous, ce qui est une référence acceptable si le plan power est bien decouple. Le couplage croise entre couches 1 et 3 (ou 3 et 6) est attenue par le plan intermédiaire.

8 couches et au-delà

Les conceptions RF mixtes, DDR3 et au-delà, et les FPGA denses utilisent typiquement 8 ou 10 couches. Le principe ne change pas: chaque couche signal adjacente a un plan de masse, plans d'alimentation apparies a des plans de masse pour la capacité inhérente, domaines RF et horloge sensibles sur des couches encadrées par GND. Le surcoût de deux couches supplémentaires est faible compare a un respin après échec CEM.

Capacite plan-pair

Deux plans cuivre parallèles separes par un diélectrique fin forment un condensateur distribue. La densité capacitive dépend de la permittivité et de l'espacement:

Espacement	Dielectrique (Er ~ 4,3)	Densite capacitive
100 um (4 mil)	FR4	38 pF/cm^2
200 um (8 mil)	FR4	19 pF/cm^2
500 um (20 mil)	FR4	7,6 pF/cm^2
50 um (2 mil)	matériau haut Er	jusqu'à quelques centaines de pF/cm^2

Un PCB de 10 cm par 10 cm avec une paire GND-power espacée de 4 mil possede 3,8 nF de capacité distribuée avec une ESL pratiquement nulle. Cette capacité domine au-dessus de 200 MHz, ou chaque MLCC discrète apparaît inductive.

§ § §

Decouplage a trois niveaux

Une seule valeur de condensateur ne peut pas découpler un rail numérique sur tout le spectre de commutation. La réponse classique (Ott 2009, Johnson 1993) est un réseau a plusieurs niveaux: chaque niveau couvre une plage de fréquence, et ensemble ils maintiennent l'impedance Z(f) vue par le CI sous une valeur cible sur toute la bande.

Les trois niveaux

Niveau	Valeur typique	Technologie	Plage de fréquence couverte
Reservoir	10 a 100 uF	Tantale, polymère, électrolytique	DC a quelques centaines de kHz
Intermediaire	100 nF a 1 uF	MLCC X7R ou X5R, 0402 ou 0603	100 kHz a 30 MHz
HF	1 a 10 nF	MLCC NP0/C0G ou X7R, 0201 a géométrie inversée	30 MHz a 500 MHz

Le réservoir tient le rail durant les transitoires lents (échelon de charge au démarrage, rampes). L'intermédiaire couvre le gros du contenu de commutation numérique. La HF traite les harmoniques des fronts rapides, ou se concentrent les pics d'émission rayonnée.

Antiresonance

Entre deux condensateurs de valeurs différentes apparaît une antiresonance: une fréquence ou la combinaison parallèle apparaît comme un circuit ouvert. Le mécanisme: le condensateur de plus petite valeur est inductif a cette fréquence (au-dessus de sa SRF), le plus grand l'est aussi mais avec plus d'inductance, et leur combinaison parallèle resonne avec la petite capacité residuelle.

La parade n'est pas "ajouter plus de capacités", ce qui peut creuser l'antiresonance. C'est de choisir des valeurs dont les SRF sont assez proches pour que les pics d'impedance restent sous le Z(f) cible. Une mesure (analyseur de réseau vectoriel ou simulation dans un outil de power integrity) est le seul moyen de confirmer.

Le montage compte plus que le nombre

L'efficacité d'un condensateur est dominée par l'inductance de boucle entre la broche du CI et le condensateur, aller-retour. Les choix de montage qui pilotent cette boucle:

• Vias adjacents aux pastilles (via-in-pad ou vias a moins de 0,2 mm de la pastille de la capa), pas en bout de fanout de 2 mm.
• Retour large: un via de masse pour chaque via d'alimentation sur la capa, idéale du même cote du boîtier.
• Meme face que le CI: une capa de découplage de l'autre cote du PCB, reliée par des vias longs, ajoute 1 a 2 nH d'inductance et ne sert a rien au-dessus de 100 MHz.
• Geometrie inversée 0201 (terminaisons sur le grand cote) réduit l'ESL d'environ 40 pour cent par rapport a la géométrie standard.

Le même condensateur 1 nF peut présenter une ESL effective entre 0,3 et 3 nH selon le montage. A 300 MHz, c'est la différence entre 0,6 ohm et 6 ohm d'impedance.

Inductance d'étalement et inductance de via

Chaque via ajoute environ 1 nH d'inductance pour un PCB standard de 1,6 mm (la valeur s'ajuste avec la longueur du via, faiblement avec le diamètre). Les chemins a fort courant (alimentation, retours sous un convertisseur a découpage) transportent plusieurs ampères de courant HF, et même une faible inductance se traduit en chutes de tension significatives.

La contre-mesure est la redondance de vias: deux, quatre ou huit vias en parallèle pour les entrees-sorties de puissance et de masse vers les plans internes. Deux vias divisent par deux l'inductance, quatre la divisent grossièrement par quatre. Le surcoût de surface est modeste, le bénéfice CEM substantiel.

Règles de routage haute vitesse

Impedance contrôlée

Au-dessus de f_knee, les pistes se comportent en lignes de transmission. Une impedance désadaptée provoque réflexions, ringing et émission large bande. Les cibles utilisées en pratique:

Application	Impedance cible
Numerique single-ended (CMOS LVTTL)	50 ohm
Differentiel LVDS, USB 2.0	90 ohm différentiel
Differentiel USB 3.x, HDMI, PCIe, Ethernet 1000BASE-T	100 ohm différentiel
DDR3/DDR4 single-ended	40 a 50 ohm
DDR3/DDR4 strobes différentiels	80 a 100 ohm différentiel
Lignes RF (Wi-Fi, BLE, sub-GHz)	50 ohm

Le fabricant PCB confirme la largeur de piste, l'espacement et l'empilage qui atteignent la cible a +/- 10 pour cent typiquement. Spécifier l'impedance dans les notes de fabrication, pas seulement une largeur de piste.

Appariement de longueur

Les bus parallèles (DDR, MIPI DSI/CSI, LCD parallèle, HBM) exigent un appariement de longueur sur tous les signaux d'un groupe. Les paires différentielles exigent un appariement entre P et N pour maintenir le contenu de mode commun sous le seuil d'émission.

Bus	Tolerance d'appariement typique
DDR3 byte lanes	+/- 25 mil dans le byte
DDR4 byte lanes	+/- 5 a 10 mil dans le byte
MIPI DSI/CSI	+/- 25 mil entre lanes
USB 2.0 différentiel	+/- 50 mil de skew P/N
USB 3.x différentiel	+/- 5 mil de skew P/N
HDMI 2.0	+/- 10 mil de skew P/N
Gigabit Ethernet	+/- 50 mil de skew P/N, +/- 250 mil entre paires

Les serpentins a angles vifs ajoutent des réflexions a chaque coin. Les méandres en accordéon (arrondis) ou bases sur des arcs sont preferes pour les paires différentielles rapides. Garder le méandre hors de la zone de fort couplage de la paire.

Changements de couche et vias de couture

Quand un signal rapide change de couche, le courant de retour doit aussi changer de plan de référence. Si les deux plans sont au même potentiel (tous deux GND ou tous deux power), un via de couture place a 2 a 3 mm du via signal fournit un chemin de retour direct. Si les deux plans sont a des potentiels différents (un GND, un power), un condensateur de couture (typiquement 100 nF X7R) les ponte en HF.

Un changement de couche sans via de couture ni capa proche force le courant de retour a faire un détour par la connexion disponible suivante, qui peut être a plusieurs dizaines de millimetres. La surface de boucle ajoutée est importante, et les émissions aux harmoniques montent en conséquence.

Distribution d'horloge

Les lignes d'horloge sont les radiateurs les plus efficaces sur un PCB typique: periodiques, a fronts vifs, souvent de forte amplitude. La discipline de conception:

• Point-a-point a terminaison source: résistance série de 22 a 33 ohm en sortie du driver, charge unique en bout, pas de stubs. La résistance série amortit les réflexions et ralentit légèrement le front, ce qui fait baisser le contenu haute fréquence de 6 a 10 dB.
• Pas de chaîne en marguerite sauf topologie expressément conçue (buffer de fan-out clock vers plusieurs spurs apparies en longueur).
• Discipline de plan de référence: les pistes d'horloge ne traversent jamais de coupure et ne changent pas de couche sans via de couture.
• Routage protégé: ou la place le permet, cuivre de masse de part et d'autre de la piste d'horloge, avec vias de couture tous les quarts de longueur d'onde du plus haut harmonique d'interet.

Spread spectrum clocking (SSC)

Le SSC module la fréquence d'horloge de 0,5 a 2 pour cent a un taux triangulaire de 30 a 33 kHz. Le résultat a l'analyseur de spectre est une raie qui s'est élargie en plateau. En détection quasi-crête CISPR (CISPR 32, 2015), le niveau mesure chute de 6 a 10 dB aux pics etroits.

Le SSC est une correction cote source, appliquée dans le générateur d'horloge (PLL, synthétiseur fractionnaire). La contrainte est la tolérance aval:

Lien	Support du SSC
USB 3.x	Autorise et spécifié, downspread 0,5 pour cent a 30 a 33 kHz
SATA	Autorise, downspread 0,5 pour cent
PCIe	Autorise via SRIS (horloge de référence séparée avec SSC indépendant)
Gigabit Ethernet (1000BASE-T)	Generalement non, le PHY se recale sur une référence fixe
Video synchrone (RGB parallèle)	Pas sur l'horloge pixel
DDR	Depend du contrôleur mémoire, vérifier la datasheet

Un SSC active sur une horloge fournie a un récepteur non tolérant provoque perte de lien ou corruption de données, ce qui est une défaillance pire que le pic CEM qu'il devait corriger.

Specificites mixed-signal et RF

Layout du quartz

L'oscillateur a quartz est une petite antenne a la fréquence d'horloge système. A traiter en RF:

• Pistes courtes entre les broches du quartz et les condensateurs de charge et les broches de l'oscillateur, typiquement moins de 5 mm.
• Anneau de masse de garde autour du quartz et des capacités de charge, cousu au plan de masse principal par des vias tous les 2 a 3 mm.
• Pas de routage sous le quartz sur les couches adjacentes.
• Ilot de masse local référencé par un point unique a la masse système si l'oscillateur est sur un rail analogique sensible.

Un quartz pose au milieu du routage numérique sans anneau de garde devient à la fois victime (jitter du au bruit de commutation) et source (harmoniques diffusées par couplage aux pistes voisines).

Alimentations a découpage

Les convertisseurs a découpage sont des sources HF voulues. La stratégie PCB concentre la boucle a fort di/dt et filtre le reste:

• Filtre EMI d'entrée: une capa Y (ligne-vers-châssis), une capa X (ligne-vers-ligne), et une self de mode commun, placées avant l'entrée du convertisseur. Dimensionnées aux limites d'émissions conduites de CISPR 32 ou de la norme produit applicable.
• Layout du bootstrap et du noeud de commutation: la boucle a fort di/dt (capa d'entrée, switch high-side, switch low-side ou diode, retour a la capa d'entrée) est gardée géométriquement minuscule, idéale sous 10 mm^2. Le cuivre du noeud de commutation est dimensionne au courant mais pas plus large que nécessaire (c'est la source en champ proche la plus forte).
• Snubbers: un snubber RC en travers du switch low-side amortit le ringing a la résonance du noeud de commutation, typiquement 50 a 200 MHz sur un buck.
• Inductances blindées: une self blindée magnétiquement (noyau drum avec blindage, ou cube composite) réduit le rayonnement en champ proche de 6 a 15 dB par rapport a une self non blindée equivalente.
• Perle de ferrite en sortie: optionnelle, mais attention au piège de résonance (voir plus bas).

Pour le contexte de conformité plus large, voir émissions rayonnées et immunité RF conduite.

Perles de ferrite, le piège de la résonance

Une perle de ferrite présente une faible résistance DC et une impedance HF élevée (typiquement 100 a 1000 ohm a 100 MHz). Placée en série avec un rail d'alimentation, elle dissipe l'énergie HF. Elle a aussi une inductance série (5 a 50 nH en dessous de la zone absorbante), et cette inductance combinée aux capacités de bypass de part et d'autre forme un tank LC resonant.

A la fréquence de résonance, l'impedance vue par la charge augmente fortement. Le facteur Q peut dépasser 10. Un transitoire de courant a la résonance excite le tank: le rail rebondit, le CI part en faute, et le système rayonne plus que sans la perle.

Parades:

• Amortir par une résistance série: 0,5 a 2 ohm en série avec la capa de bypass (ou comme chemin séparé) ramene le Q a 1 ou 2.
• Dimensionner la capa de bypass pour repousser la résonance sous le spectre de courant de charge.
• Mesurer Z(f) a l'analyseur de réseau vectoriel avant de figer.
• Eviter les perles de ferrite sur les alimentations PLL, ADC référence et analogiques sensibles sauf si la résonance est caractérisée et amortie.

Une perle de ferrite est un outil efficace quand sa résonance est comprise et amortie, un piège quand elle est posée sur un schéma en "filtre EMI générique".

Données CEM au niveau du CI : IEC 61967 et IEC 62132

Deux séries IEC mesurent la CEM au niveau du silicium plutôt qu'au niveau du produit : IEC 61967 pour l'émission, IEC 62132 pour l'immunité, toutes deux tenues par le sous-comité 47A du comité d'études 47 de l'IEC. Le concepteur de carte les rencontre de seconde main, sous forme de chiffres dans le rapport CEM d'un fondeur, et la question posée est toujours la même. Le composant est caractérisé comme silencieux sur ses broches d'alimentation, ou comme tenant l'injection RF jusqu'à un certain niveau. Qu'est-ce que cela apporte face à la marge CISPR 32 mesurée sur le produit fini ?

Cela apporte une comparaison défendable entre composants candidats, et un classement des broches qui méritent la discipline de découplage et de chemin de retour décrite plus haut sur cette page. Cela n'apporte aucun dB de marge système, et la structure des deux séries le dit clairement.

Les parties et ce que chacune mesure

Partie	Méthode	Ce qu'elle mesure
IEC 61967-1:2018	Conditions générales et définitions	Base commune, côté émission
IEC 61967-2:2005	Cellule TEM et cellule TEM à large bande	Émission rayonnée
IEC TS 61967-3:2014	Balayage en surface	Cartographie de l'émission en champ proche
IEC 61967-4:2021	Couplage direct 1 ohm / 150 ohm	Émission conduite
IEC 61967-5:2003	Cage de Faraday sur banc de travail	Émission conduite, retirée le 11 octobre 2024
IEC 61967-6:2002	Sonde magnétique	Émission conduite
IEC 61967-8:2023	Ligne TEM à plaques pour CI	Émission rayonnée
IEC 62132-1:2015	Conditions générales et définitions	Base commune, côté immunité
IEC 62132-2:2010	Cellule TEM et cellule TEM à large bande	Immunité rayonnée
IEC 62132-3:2007	Injection de courant en bloc (BCI)	Immunité conduite, retirée le 25 décembre 2020
IEC 62132-4:2006	Injection directe de puissance RF (DPI)	Immunité conduite
IEC 62132-5:2005	Cage de Faraday sur banc de travail	Immunité conduite, retirée le 6 décembre 2024
IEC 62132-8:2026	Ligne TEM à plaques pour CI	Immunité rayonnée
IEC TS 62132-9:2014	Balayage en surface	Cartographie de l'immunité en champ proche

Trois de ces parties sont retirées, et deux ont été révisées récemment : la partie ligne TEM à plaques côté émission en 2023, sa jumelle côté immunité en février 2026. Une mention non datée du type "conforme à l'IEC 62132" dans une fiche technique ne règle rien : le numéro de partie et l'édition doivent tous deux figurer sur le rapport. Trois parties ont supprimé la gamme de fréquences figée de leur titre, l'IEC 62132-1 en 2015, l'IEC 61967-1 en 2018 et l'IEC 61967-4 en 2021, tandis que les deux parties ligne TEM à plaques ont retiré la gamme 150 kHz à 3 GHz de leur domaine d'application, en 2023 et en 2026. Les parties jamais révisées portent toujours la gamme dans leur titre, dont l'IEC 62132-4:2006. Ainsi "150 kHz à 1 GHz" sur un rapport IEC 61967-4 désigne la première édition de 2002, alors que la même mention sur un rapport DPI n'indique rien de l'édition. Pour cette page, ce sont les deux parties conduites qui comptent : IEC 61967-4 côté émission, IEC 62132-4 côté immunité.

La mesure se fait dans un réseau défini, sur une carte définie

L'IEC 61967-4 spécifie la mesure des émissions conduites par mesure directe du courant RF avec une sonde résistive de 1 ohm, et par mesure de la tension RF au travers d'un réseau de couplage de 150 ohm. Sa deuxième édition, publiée en mars 2021, a ramené à 30 MHz la gamme de fréquences recommandée pour la méthode à 1 ohm et ajouté une Annexe G informative sur la mesure dans une gamme de fréquences étendue au-delà de 1 GHz. L'IEC 62132-4 mène l'expérience à l'envers : la puissance RF est injectée dans une broche unique (paragraphe 4.2), ou dans les broches d'un système en mode différentiel (4.3), au travers d'un montage d'injection de puissance (7.2) et de réseaux de découplage (7.5), pendant que le CI est surveillé (IEC 62132-1, paragraphes 6.6.5 et 7.4.5) et que le résultat est exprimé selon les classes de performance des circuits intégrés du paragraphe 8.3 de l'IEC 62132-1.

Trois éléments sont figés par la méthode, et aucun des trois n'est votre conception.

• La carte. Les deux parties générales portent une description de carte d'essai générale, informative dans les deux cas : Annexe D de l'IEC 61967-1, Annexe B de l'IEC 62132-1. Dans l'IEC 62132-1, cette annexe descend jusqu'aux plans de masse, aux broches de boîtier, aux diamètres et distances des trous d'interconnexion, au découplage de l'alimentation et à la charge des E/S. C'est une carte de référence construite pour la reproductibilité entre laboratoires, pas un modèle de votre empilage.
• Le réseau à la broche. Un ohm pour développer un courant RF mesurable, 150 ohm pour développer une tension RF mesurable. La valeur de 150 ohm n'est pas arbitraire : l'IEC 61967-4 identifie son réseau d'adaptation d'impédance comme celui qui correspond à IEC 61000-4-6, et l'IEC 62132-4 cite elle aussi l'IEC 61000-4-6 en référence normative.
• L'appareil de mesure. L'unique référence normative de l'IEC 61967-1 est la CISPR 16-1-1, la norme d'appareillage de mesure. L'IEC 62132-4 cite en plus la CISPR 16-1-2, celle-là même qui définit le LISN utilisé pour les émissions conduites au niveau produit.

C'est cette filiation d'appareillage qui fait que les deux familles de chiffres semblent comparables. Elles ne le sont pas. Un résultat conduit CISPR 32 est une tension perturbatrice au port d'alimentation du produit, développée sur l'impédance de référence du LISN, avec votre carte, votre boîtier et votre faisceau dans la boucle. Un résultat IEC 61967-4 est un courant ou une tension sur une broche d'un CI posé sur une carte de référence. Mêmes unités, port différent, réseau différent, frontière différente. Aucune fonction de transfert publiée ne mène de l'un à l'autre, et il ne peut pas en exister de générale : les termes manquants sont votre empilage, votre découplage, la longueur de vos câbles et votre boîtier, c'est-à-dire la suite de cette page.

Corrélation, pas conversion

Aucune des deux parties générales ne promet une conversion. Toutes deux consacrent un paragraphe entier à la question et l'appellent corrélation : le paragraphe 8.8.3 de l'IEC 61967-1, "Corrélation avec les méthodes d'essai du module", et le paragraphe 8.4.3 de l'IEC 62132-1, "Corrélation des méthodes d'essai de module". Chacun voisine avec un paragraphe sur la comparaison des CI selon la même méthode d'essai et un autre sur la comparaison entre différentes méthodes d'essai. La forme de l'article 8 est la réponse des comités eux-mêmes sur ce qui est sûr : même méthode, mêmes conditions, un candidat contre un autre. Au-delà, c'est un raisonnement que vous devez construire et défendre en revue de conception.

L'IEC 61967-4 énonce la dépendance dans l'autre sens, dans son article d'ouverture sur les principes de base de mesure. Le niveau d'émission tolérable pour un CI découle du niveau d'émission permis au système électronique qui le contient et de l'immunité des autres parties de ce système, et il varie avec les paramètres ambiants propres au système et à l'application. La norme déduit un budget CI d'une exigence système. Elle n'offre pas la réciproque.

D'où viennent les chiffres d'un rapport fournisseur

Un rapport qui cite une classe ou un niveau cite une annexe informative. Dans l'IEC 61967-4, la classification des niveaux d'émission conduite est l'Annexe B, informative, et les niveaux de référence pour applications automobiles sont l'Annexe C, informative. Dans l'IEC 62132-4, les exemples de gammes de niveaux d'immunité sont l'Annexe A, informative. Dans les deux parties générales, le paragraphe consacré aux limites se trouve à l'intérieur de l'article 8, le rapport d'essai : paragraphe 8.7 de l'IEC 61967-1, "Limites d'émission RF", et paragraphe 8.2 de l'IEC 62132-1, "Limites ou niveaux d'immunité". Ce que ces séries normalisent, c'est la façon de produire et de rapporter un chiffre, pas ce que ce chiffre doit valoir. Là où une limite au niveau du CI s'impose, elle s'impose parce qu'un cahier des charges d'achat l'a imposée.

Ce que le CI exécutait pendant la mesure peut déplacer le résultat autant que la carte elle-même, raison pour laquelle l'IEC 61967-1 consacre son paragraphe 6.5.3 à l'activité du CI et son paragraphe 6.5.4 aux lignes directrices sur son fonctionnement, et ajoute deux annexes informatives, l'une sur le code d'essai d'un compteur, l'autre sur le logiciel du cas le plus défavorable. Un rapport qui ne précise pas le mode de fonctionnement n'est comparable à rien, pas même au rapport suivant du même fournisseur.

Le verrou réglementaire

Aucune des deux séries n'est harmonisée. Aucune partie de l'IEC 61967 ni de l'IEC 62132 ne figure dans la décision d'exécution (UE) 2019/1326, la liste des normes harmonisées établies à l'appui de la directive CEM, dont le texte consolidé n'a pas bougé depuis le 10 juin 2022. L'EN 55032:2015, version européenne de la CISPR 32, y figure au point 13. Un rapport CEM au niveau du CI est une donnée de conception fournisseur : il peut rejoindre le dossier de conception comme élément relatif au composant, mais il n'ouvre aucune présomption de conformité et ne remplace pas un essai sur produit. Voir normes CEM harmonisées, aucune citation depuis 2022 pour l'état de la liste, et normes harmonisées et présomption de conformité pour ce que la citation apporte réellement.

Lire un rapport fournisseur

Question	Ce qu'un rapport au niveau du CI peut trancher
Lequel de deux composants candidats est le plus silencieux sur ce rail ?	Oui, si les deux ont été mesurés selon la même partie de la série, dans la même édition, avec un logiciel comparable
Quelles broches méritent le découplage le plus serré et le retour le plus court ?	Oui, comme classement, ce qui alimente les règles données plus haut sur cette page
Le produit passera-t-il la limite CISPR 32 classe B, et avec quelle marge ?	Non
Le rapport peut-il tenir lieu d'essai d'émission au niveau produit ?	Non
Un niveau d'immunité DPI remplace-t-il l'IEC 61000-4-6 sur le produit ?	Non. Port différent, réseau d'injection différent, frontière d'EUT différente
Un chiffre en cellule TEM est-il comparable à un chiffre à 1 ohm sur le même CI ?	Pas directement. Les deux parties générales consacrent un paragraphe entier à la comparaison entre méthodes, précisément parce qu'elle n'a rien d'évident

La posture pratique est celle que tient cette page. Prendre le composant le plus silencieux quand le choix est libre, puis concevoir comme si le rapport n'existait pas : chemin de retour ininterrompu sous chaque signal rapide, masse adjacente au routage rapide, découplage monté pour une inductance de boucle minimale. La marge se décide par la carte, le boîtier et les câbles, et elle se mesure aux ports du produit, pas aux broches du CI. Pour ces mesures, voir émissions conduites, émissions rayonnées et immunité RF conduite IEC 61000-4-6.

Câbles, blindage, entrée ESD

Blindage de câble et pigtails

Les câbles externes véhiculent les émissions conduites hors de la boite et les perturbations conduites a l'interieur. Le blindage est efficace seulement si sa terminaison est a 360 degrés autour du corps du connecteur, en continuité électrique avec le châssis. Un pigtail (le blindage rassemble sur un fil unique et soude a une broche) est une connexion inductive: a 100 MHz, un pigtail de 20 mm présente environ 20 nH d'inductance, équivalent a 12 ohm d'impedance, dominante par rapport a la résistance HF du blindage.

La conséquence cote PCB est la liaison de masse châssis au connecteur: une connexion a faible impedance multi-vias vers un îlot de masse châssis, distinct de la masse signal si la conception utilise des masses separees.

Selfs de mode commun en entrée de câble

Une self de mode commun (deux enroulements sur un noyau unique, courants en sens opposes en mode différentiel, additifs en mode commun) présente une impedance élevée aux courants de mode commun et faible aux signaux différentiels. Placée en entrée de câble (Ethernet, USB, sortie commande moteur), elle attenue les courants de mode commun de résonance de câble qui rayonnent efficacement.

Le positionnement compte: la self va avant la section qui rayonne, c'est-a-dire près du point d'entrée du câble sur le PCB, pas enterrée au milieu de la carte. Une self de mode commun placée après que le rayonnement a déjà couple au câble est inefficace.

Points d'entrée ESD

Chaque port externe est un point d'entrée ESD potentiel: USB, Ethernet, HDMI, jack audio, alimentation, boutons mécaniques, alimentations d'antenne. La stratégie PCB, alignée sur IEC 61000-4-2:

1. Diode TVS a quelques millimetres du connecteur, entre la ligne et la masse châssis, dimensionnée pour écrêter le contact-discharge typique (8 kV en décharge contact, temps de montée inférieur a 1 ns).
2. Retour court a faible inductance: un via direct de la cathode TVS vers un îlot de masse châssis sous le connecteur, pas un routage traversant la carte vers un point de masse lointain.
3. Element série entre TVS et CI protégé: 0 a 22 ohm pour les lignes haute vitesse, ferrite 33 a 100 nH pour les lignes plus lentes, ou self de mode commun pour les paires différentielles. L'impedance série permet au TVS d'écrêter; sans elle, l'impulsion se propage autour du TVS par action de ligne de transmission.
4. Ilot de masse local sous le connecteur, liée au châssis par un chemin a faible inductance (vias multiples ou liaison châssis par vissage).

Un TVS place loin du connecteur, ou référence a la masse signal sans retour châssis, est decoratif. L'impulsion passe a cote sur la longue piste et atteint le CI protégé quasiment inchangee.

Pour la méthode d'essai et la forme d'onde, voir ESD IEC 61000-4-2 et le contexte plus large d'immunité rayonnée.

Pièges qui font échouer l'essai formel

Les causes récurrentes d'échec au premier passage CEM sur des conceptions par ailleurs saines.

Piège	Mecanisme	Penalite typique
Signal rapide au-dessus d'une coupure de plan, sans capa de couture	Detour du courant de retour, boucle antenne	+10 a 20 dB d'émissions rayonnées aux pics d'harmoniques
Capa de découplage du cote oppose du via par rapport au CI	Inductance de via en série avec la capa	Decouplage efficace seulement sous 30 MHz
Changement de couche sans via ni capa de couture	Detour du courant de retour au via	+8 a 15 dB aux harmoniques affectes
Distribution d'horloge en chaîne marguerite	Plusieurs points de réflexion, stubs qui rayonnent	Pics d'harmoniques d'horloge 6 a 12 dB trop hauts
Pistes longues entre connecteur et TVS	L'impulsion passe a cote de l'ecreteur	Echec ESD sur IEC 61000-4-2 contact +/- 4 kV
Self de mode commun après la section qui rayonne	La self ne voit pas le courant de mode commun	Pas d'effet sur l'émission câble
Perle de ferrite en série sur rail PLL ou analogique	Resonance LC sous-amortie avec les capas de bypass	Rebond de rail, bruit conduit en sortie
Câble d'horloge non blinde du PCB vers afficheur	Le câble rayonne la fondamentale d'horloge	Pic d'émission ponctuel a la fréquence d'horloge
Terminaison de blindage en pigtail	Blindage inefficace au-dessus de 30 MHz	Le câble devient le radiateur dominant
Quartz sans anneau de garde, routage proche	Harmoniques de quartz couplées aux pistes adjacentes	Emissions ponctuelles a chaque harmonique de quartz
SSC active sur un PHY aval non tolérant	Perte de lien ou corruption de données	Pire que le pic CEM qu'il devait corriger
Plan d'alimentation en couche 2 à la place de GND	Les pistes du dessus référencent un plan bruite	Hausse large bande des émissions de 6 a 10 dB

Pour aller plus loin

• Emissions rayonnées: comment les choix de conception de cette page sont mesures sous CISPR 32
• IEC 61000-4-3 immunité RF rayonnée: l'essai miroir, ou la carte doit survivre a la RF entrante
• IEC 61000-4-6 immunité RF conduite: injection câble en mode commun et conséquences PCB
• ESD IEC 61000-4-2: forme d'onde et méthode d'essai qui dictent la conception des points d'entrée ESD
• Precompliance en cellule TEM et sondes de champ proche: outils de mise au point qui révèlent ces pièges avant le laboratoire formel
• Glossaire: définitions de f_knee, ESL, SRF, capacité plan-pair, SSC, TVS, self de mode commun

Voir aussi

• La CEM expliquée : émissions, immunité, couplage
• Où circule réellement le courant de retour - la physique derrière les règles de chemin de retour ci-dessus
• Decouplage, ESL et anti-resonance - pourquoi trois étages, et où les étages se combattent
• Filtrage de mode commun - la théorie derrière le filtre d'entrée du convertisseur
• Comment l'énergie se couple : rayonnement, conduction, diaphonie
• Temps de montée et enveloppe spectrale - ce que coûte un front en bande passante
• Antennes et adaptation d'impedance pour produits connectes
• Radio: blocage RX, sélectivité et intermodulation (essais)
• Emissions rayonnées CEM: pre-scan et essai final
• Banc pre-conformité CEM : cellule TEM, sondes, LISN

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Sources & références

1. Henry W. Ott, Electromagnetic Compatibility Engineering (2009), Wiley , Wiley onlinelibrary.wiley.com/doi/book/10.1002/9780470508510
2. Howard W. Johnson et Martin Graham, High-Speed Digital Design (1993), Prentice Hall , Prentice Hall www.sigcon.com/
3. CISPR 32:2015+A1:2019, Compatibilite electromagnetique des equipements multimedia, exigences d'émission , IEC webstore.iec.ch/publication/22046
4. IEC 61000-4-2:2008, Essai d'immunité aux decharges electrostatiques , IEC webstore.iec.ch/publication/4189
5. IPC-2221B, Norme générique de conception de circuits imprimes , IPC www.ipc.org/TOC/IPC-2221B.pdf
6. IEC 61967-1:2018, Circuits intégrés, mesure des émissions électromagnétiques, partie 1 : conditions générales et définitions , IEC webstore.iec.ch/en/publication/59799
7. IEC 61967-4:2021, Mesure des émissions conduites, méthode par couplage direct 1 ohm/150 ohm , IEC webstore.iec.ch/en/publication/64113
8. IEC 62132-1:2015, Circuits intégrés, mesure de l'immunité électromagnétique, partie 1 : conditions générales et définitions , IEC webstore.iec.ch/en/publication/23626
9. IEC 62132-4:2006, Mesure de l'immunité électromagnétique, partie 4 : méthode d'injection directe de puissance RF , IEC webstore.iec.ch/en/publication/6510
10. Décision d'exécution (UE) 2019/1326 relative aux normes harmonisées pour la compatibilité électromagnétique, texte consolidé du 10 juin 2022 , EUR-Lex eur-lex.europa.eu/legal-content/FR/TXT/?uri=CELEX:02019D1326-20220610